降壓型dcdc 轉(zhuǎn)換器斜率補(bǔ)償設(shè)計(jì)案例

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1、降壓型DCDC轉(zhuǎn)換器斜率補(bǔ)償設(shè)計(jì)案例電源網(wǎng)訊摘　要:PWM電流模控制方式在DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)電路中得到了廣泛應(yīng)用,也帶來了斜率補(bǔ)償問題。討論了降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中斜率補(bǔ)償技術(shù)的原理,分析了傳統(tǒng)的線性補(bǔ)償技術(shù)并詳細(xì)介紹了一種改進(jìn)的分段線性補(bǔ)償電路,給出了在1.6MHz降壓轉(zhuǎn)換器中的實(shí)際應(yīng)用電路。電路基于CSMC0.5μmCMOS工藝設(shè)計(jì),通過CadenceSpectre仿真驗(yàn)證,該斜坡補(bǔ)償電路有效解決了子諧波振蕩以及過補(bǔ)償問題。?關(guān)鍵詞:峰值電流控制;斜坡補(bǔ)償;分段線性補(bǔ)償;降壓轉(zhuǎn)換器;脈沖寬

2、度調(diào)制1　引　言Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中常采用PWM反饋控制方式以調(diào)節(jié)輸出電壓或電流。PWM控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)控制[1],輸入電壓和負(fù)載的變化將首先反應(yīng)在電感電流上,在輸入電壓或負(fù)載改變時具有更快的響應(yīng)速度。電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由于其優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用[2],但其存在固有的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象,在提高快速性的同時,也帶來了穩(wěn)定性的問題。當(dāng)輸入電壓降至一個接近輸出電壓的值時,占

3、空比向最大導(dǎo)通時間增加,輸入電壓的進(jìn)一步降低將使主開關(guān)在超過一個周期的時間里保持導(dǎo)通狀態(tài),直到占空比達(dá)100%,這時電路可能會發(fā)生子諧波振蕩,需要通過一個斜率補(bǔ)償電路來保持這種恒定架構(gòu)的穩(wěn)定性,在大占空比情況下是通過給電感電流信號增加一個補(bǔ)償斜坡來實(shí)現(xiàn)的[3]。設(shè)計(jì)降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器時,解決固定頻率峰值電流控制方式的開環(huán)不穩(wěn)定情況需要做深入的研究。文章從一般的線性斜率補(bǔ)償電路入手,分析了分段線性斜率補(bǔ)償電路,提出一種改進(jìn)的實(shí)際應(yīng)用電路圖,并給出了分析和模擬仿真結(jié)果。2　原理分析2.1　斜率補(bǔ)償

4、原理PCM控制的Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器如圖1所示。由于增加了電流內(nèi)環(huán)控制,電感電流采樣后,疊加斜率補(bǔ)償電路,合成信號與誤差放大器的輸出送入PWM比較器比較,誤差電壓進(jìn)入PWM比較器參與占空比的調(diào)節(jié),經(jīng)過RS觸發(fā)器等邏輯控制單元,有效保證輸出Vout的穩(wěn)定。其中占空比D=Vout/Vin。峰值電感電流調(diào)節(jié)系統(tǒng)有其固有的局限性,占空比變化時對峰值電感電流IL的影響如圖2所示,VOSC是振蕩器的一路輸出控制電壓,對應(yīng)占空比的變化。其中:在N個周期后,(ΔIL)，如果m2

5、峰值電感電流的擾動收斂;如果m2>m1,即占空比大于50%時,峰值電感電流的擾動發(fā)散,擾動在每個周期的放大后,使得系統(tǒng)極不穩(wěn)定,所以未加斜率補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)電源的抗干擾性極差。圖1　PCM控制的Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器?圖2　占空比變化時IL的擾動過程加入補(bǔ)償電流后的電感電流IL擾動過程如圖3所示。此時(ΔIL)1=-m2-m/m1+m,(ΔIL)0,當(dāng)m>0.5m2時的補(bǔ)償可以使電感電流明顯收斂,能很好地使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定[4]。圖3　補(bǔ)償后IL擾動過程2.2　線性補(bǔ)償電路的原理及方法從前一節(jié)的基本原理

6、可以得出,在采樣電感電流上疊加一個斜坡電流可以達(dá)到預(yù)期要求。補(bǔ)償方式有多種,下面研究圖4所示的差分放大器結(jié)構(gòu)。這是一個典型的差分放大器電路,也可以說是比較器電路。設(shè)V1為參考電壓Vref,如圖4所示,在V2遠(yuǎn)小于參考電壓時,I1基本為0,Iss全部流入M4,即I2=Iss;當(dāng)V2等于參考電壓時,I1=I2=Iss/2,事實(shí)上M2進(jìn)入線性區(qū)時M1就漏入電流,即在Vref-Vid,max時就已經(jīng)存在電流,事實(shí)上的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)提前Vid,max,如圖5所示。其中Vid,max為最大過驅(qū)動電壓。圖4　差分放大器

7、結(jié)構(gòu)?圖5　線性區(qū)電流翻轉(zhuǎn)點(diǎn)可以得到:I1的一個支路流出作Islope,于是得到一個斜率固定的補(bǔ)償斜坡。但是,用此斜率來補(bǔ)償所有占空比條件使芯片都能穩(wěn)定工作,往往會因?yàn)檠a(bǔ)償量過大而影響峰值電感電流,空載時甚至使電流模控制失效。設(shè)計(jì)時往往會考慮兩段或多段補(bǔ)償甚至自適應(yīng)補(bǔ)償來滿足整個系統(tǒng)的要求。3　分段線性斜率補(bǔ)償及改進(jìn)型斜率補(bǔ)償電路?圖6是兩種線性斜率補(bǔ)償電路,均可提供兩段線性補(bǔ)償斜坡。Vosc均為振蕩器的一路輸出,圖6(a)中Vref1和Vref2為基準(zhǔn)輸出,且Vref1>Vref2,大占空比時V

8、ctrl關(guān)斷M3管;Vosc較小時,M1和M2均關(guān)斷,沒有補(bǔ)償電流,Vosc逐漸增大,由于Vref1>Vref2,M1首先導(dǎo)通,I1提供斜率補(bǔ)償電流;Vosc繼續(xù)增大,M2導(dǎo)通,I1+I2共同提供斜率補(bǔ)償電流。圖6(b)中Vref為基準(zhǔn)輸出,M5和M6均為有源負(fù)載,如果把圖中M1和M3的寬長比取值為(W/L)1∶(W/L)3=1∶4,利用公式,根據(jù)Vid,max1∶Vid,max3=2∶1,M1和M3線性區(qū)的寬度不同,二者導(dǎo)通時間也就不同;Vosc逐漸變大,達(dá)到Vref時,Vid,