光伏并網(wǎng)逆變器的電流諧波抑制策略

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1、光伏并網(wǎng)逆變器的電流諧波抑制策略1引言并網(wǎng)逆變器作為光伏電池與電網(wǎng)的接口裝置，將光伏電池的直流電能轉(zhuǎn)換成交流電能并傳輸?shù)诫娋W(wǎng)上，在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中起著至關(guān)重要的作用。隨著投入應(yīng)用的并網(wǎng)逆變器日益增多，其輸出的并網(wǎng)電流諧波對(duì)電網(wǎng)電壓的污染也不容忽視。按照GB/T19939-2005所要求，光伏并網(wǎng)逆變器的總輸出諧波電流應(yīng)小于逆變器額定輸出的5%，各次諧波也應(yīng)限制在表1所列的百分比之內(nèi)：奇次諧波畸變限值偶次諧波諧波限值3次至9次<4.0%2次至8次<1.0%11次至15次<2.0%10次至32次<0.5%17次至21次<1.5%23次至33次

2、0.6%表1諧波電流畸變限值2基于d-q坐標(biāo)系的控制策略圖1光伏逆變器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，在三相靜止對(duì)稱坐標(biāo)系中，其交流側(cè)的物理量均為時(shí)變交流量，不利于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。為此考慮通過坐標(biāo)變換將三相靜止對(duì)稱坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的d-q坐標(biāo)系。這樣經(jīng)過坐標(biāo)變換后，三相靜止對(duì)稱坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化為d-q坐標(biāo)系中的直流分量。在d-q坐標(biāo)系下，其數(shù)學(xué)模型可描述為：（2-1）（2-2）式中、——電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量的d、q分量、——三相VSR交流側(cè)電壓矢量的d、q分量、——三相VSR交流側(cè)電流矢量的d、q分量——微分算子由式2-1可以看

3、出，由于VSR的d、q軸變量相互耦合，因而給控制器設(shè)計(jì)造成一定困難。為此，可采用前饋解耦控制策略，當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時(shí)，則、的控制方程如下：（2-3）（2-4）式中、——電流內(nèi)環(huán)比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益、——、電流指令值將式2-3、式2-4代入式2-1，并化簡(jiǎn)得：同樣，求得：顯然，上式表明，基于前饋的控制算法2-3、2-4使得三相VSR電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)了解耦控制，如下圖所示：圖2三相VSR電流內(nèi)環(huán)解耦控制結(jié)構(gòu)由于兩電流內(nèi)環(huán)的對(duì)稱性，因而下面以控制為例討論電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)?？紤]電流內(nèi)環(huán)信號(hào)采樣的延遲和PWM控制的小慣性特性，已解耦的電流

4、內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)如圖3所示圖3電流環(huán)結(jié)構(gòu)3波形畸變的原因3.1死區(qū)對(duì)波形的影響在逆變器的工作過程中，為了防止逆變器橋臂上、下開關(guān)管直通，一般都要在兩管的開關(guān)信號(hào)中插入死區(qū)時(shí)間，在此時(shí)間內(nèi)上、下兩管都處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的輸出電壓由電感上的電流方向決定。設(shè)電感電流和輸出電壓U的參考方向如圖1所示，則在死區(qū)期間，若電感電流，則續(xù)流二極管D6導(dǎo)通，輸出電壓為負(fù)；若電感電流，則續(xù)流二極管D1導(dǎo)通，輸出電壓為正。由圖2可以看出，死區(qū)使實(shí)際逆變器輸出PWM波形與理想PWM波形之間存在差異，兩者之差是一組包絡(luò)線為正負(fù)對(duì)稱方波、極性與電流方向相反、幅值為，寬度為死區(qū)

5、時(shí)間的電壓脈沖序列。由于方波里不僅含有基波分量，而且還含有大量的諧波分量，因此死區(qū)的存在一方面會(huì)影響輸出基波電壓的幅值和相位，令一方面又會(huì)使輸出電壓波形發(fā)生畸變。圖4死區(qū)對(duì)波形的影響3.2并網(wǎng)點(diǎn)電壓畸變內(nèi)模原理意味著只有將系統(tǒng)外部信號(hào)的動(dòng)力學(xué)模型植入控制器以構(gòu)成反饋控制系統(tǒng)，才能實(shí)現(xiàn)無靜差地跟隨輸入信號(hào)。對(duì)于一個(gè)交流信號(hào)而言，由于PI控制策略并不具備所需的動(dòng)力學(xué)模型，也就無法實(shí)現(xiàn)無靜差的跟蹤。在基于d-q坐標(biāo)系的控制策略中，若只考慮交流基波分量，則在穩(wěn)態(tài)時(shí)d-q坐標(biāo)系中，其、均為直流分量。毫無疑問，在這種情況下PI控制策略能實(shí)現(xiàn)無靜差的控制

6、。然而，如果并網(wǎng)點(diǎn)電壓、、存在波形畸變或不平衡等情況，則在d-q坐標(biāo)系中，、存在一定的交流量。而PI控制策略將無法對(duì)這些非直流信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效的無靜差控制。3.3SVPWM高頻諧波對(duì)于PWM控制的電壓型逆變器，其輸出電壓波形為矩形波，含有大量的諧波。與SPWM相比，SVPWM通過選擇適當(dāng)?shù)拈_關(guān)狀態(tài)，來控制電壓空間矢量的運(yùn)動(dòng)軌跡，具有諧波總畸變率小、直流電壓利用率高的優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)參考文獻(xiàn)1所述，寫出A相調(diào)制函數(shù)：（3-1）式中，——SVPWM的線電壓調(diào)制度。由于三相調(diào)制波相互對(duì)稱，僅在相位上相差120°，因此可得其線電壓的調(diào)制函數(shù)為：（3-2）由于

7、SVPWM的波形較為復(fù)雜，采樣得到的相電壓包含兩種角頻率，故采用二維傅立葉分析的方法。令：，式中：——載波角頻率；——調(diào)制波角頻率；對(duì)于由、共同作用的，寫出其傅立葉展開式：（3-3）式中：參考SVPWM規(guī)則采樣示意，令載波幅值為1，考慮式3-1的調(diào)制波分段函數(shù)，得到SVPWM脈沖在6個(gè)區(qū)間內(nèi)的開關(guān)時(shí)間：圖5SVPWM調(diào)制波規(guī)則采樣示意1.調(diào)制波在區(qū)間（3-4）2.調(diào)制波在區(qū)間（3-5）3.調(diào)制波在區(qū)間（3-6）對(duì)于調(diào)制波在其，，內(nèi)，開關(guān)區(qū)間的選擇對(duì)應(yīng)重復(fù)式3-4~式3-6。對(duì)于由圖3規(guī)則采樣得到的SVPWM波形，其相電壓中含有兩種電平，計(jì)算

8、其傅立葉系數(shù)時(shí)，內(nèi)積分需要分成3段討論，計(jì)算復(fù)雜。為簡(jiǎn)化計(jì)算量，在波形上注入一個(gè)直流量，得到的效果是將波形整體上移。此時(shí)波形中只含有、0兩種電平，在計(jì)算傅立葉系數(shù)時(shí)，可將雙重積分