數(shù)字通信(載波和符號(hào)同步)

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1、6載波和符號(hào)同步16載波和符號(hào)同步在數(shù)字通信系統(tǒng)中,為了恢復(fù)發(fā)送信息,必須對(duì)解調(diào)器輸出進(jìn)行周期性的抽樣,每個(gè)符號(hào)間隔抽樣一次.因?yàn)樵诮邮諜C(jī)中對(duì)發(fā)送機(jī)到接收機(jī)的傳播延遲一般是未知的,為了對(duì)解調(diào)器輸出同步抽樣,必須從接收信號(hào)導(dǎo)出符號(hào)定時(shí).發(fā)送信號(hào)的傳播延遲導(dǎo)致載波(相位)的偏移,如果檢測(cè)器是相位相干的,接收機(jī)必須估計(jì)這種載波(相位)偏移,必須在接收機(jī)中導(dǎo)出載波同步。信號(hào)參數(shù)估計(jì)載波相位估計(jì)符號(hào)定時(shí)估計(jì)載波相位和符號(hào)定時(shí)聯(lián)合估計(jì)最大似然估計(jì)的性能特征2信號(hào)參數(shù)估計(jì)接收機(jī)輸入信號(hào)的數(shù)學(xué)模型是傳播延遲,是等效低通信號(hào)，由傳播延遲引起的載波相位。信號(hào)參數(shù)估計(jì)和。3信號(hào)參

2、數(shù)估計(jì)采用N個(gè)標(biāo)準(zhǔn)正交函數(shù){fn(x)}得到r(t)的標(biāo)準(zhǔn)正交展開式，接收向量為r=[r1,…,rN}。令發(fā)送信號(hào)為最大似然準(zhǔn)則最大后驗(yàn)概率估計(jì)準(zhǔn)則如果沒有參數(shù)向量的先驗(yàn)知識(shí)，可假定參數(shù)的取值范圍內(nèi)是均勻的(常數(shù)值)，在這種情況下，MAP和ML的估計(jì)是相同的。4似然函數(shù)加性高斯白噪聲因?yàn)樗孕盘?hào)參數(shù)的最大化等價(jià)于下列似然函數(shù)的最大化5信號(hào)解調(diào)中的載波恢復(fù)與符號(hào)同步在每一個(gè)同步地傳輸信息的數(shù)字通信系統(tǒng)中，需要有符號(hào)同步；如果信號(hào)被相干檢測(cè)，需要載波恢復(fù)。二進(jìn)制PSK接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來(lái)產(chǎn)生參考信號(hào)，符號(hào)同步器控制抽樣器和信號(hào)脈沖發(fā)生器。6信號(hào)解調(diào)中的載波恢

3、復(fù)與符號(hào)同步M元PSK接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來(lái)產(chǎn)生參考信號(hào)，符號(hào)同步器控制抽樣器和信號(hào)脈沖發(fā)生器。7信號(hào)解調(diào)中的載波恢復(fù)與符號(hào)同步M元PAM接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來(lái)產(chǎn)生參考信號(hào)，符號(hào)同步器控制抽樣器和信號(hào)脈沖發(fā)生器。8信號(hào)解調(diào)中的載波恢復(fù)與符號(hào)同步M元QAM接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來(lái)產(chǎn)生參考信號(hào)，符號(hào)同步器控制抽樣器和信號(hào)脈沖發(fā)生器。9載波和符號(hào)同步信號(hào)參數(shù)估計(jì)載波相位估計(jì)符號(hào)定時(shí)估計(jì)載波相位和符號(hào)定時(shí)聯(lián)合估計(jì)最大似然估計(jì)的性能特征10載波相位誤差的影響接受機(jī)中處理載波同步的兩種方法：復(fù)用法(multiplex,插入導(dǎo)頻法)從已調(diào)信號(hào)直接導(dǎo)出載波相位的估計(jì)值（

4、自同步法）假設(shè)一調(diào)幅信號(hào)乘以解調(diào)通過(guò)低通濾波濾除倍頻分量,得到相位誤差以因子降低信號(hào)電壓，以因子降低信號(hào)功率。11載波相位誤差的影響對(duì)于QAM和M-PSK信號(hào)采用如下正交載波解調(diào)低通濾波后產(chǎn)生同相和正交分量信號(hào)分量功率減少因子，同相和正交分量之間存在相互干擾。12最大似然載波相位估計(jì)假設(shè)延時(shí)已知，極大似然相位估計(jì)等價(jià)似然函數(shù)13最大似然載波相位估計(jì)例：求載波相位最大化，研究未調(diào)載波的傳輸。接收信號(hào)是估計(jì)相位使得下式最大導(dǎo)數(shù)為014最大似然載波相位估計(jì)采用一個(gè)PLL環(huán)路提取估計(jì)值圖6-2-115最大似然載波相位估計(jì)采用正交載波與接收信號(hào)互相關(guān)圖6-2-216鎖

5、相環(huán)鎖相環(huán)路的組成和工作原理：鎖相環(huán)路是一種關(guān)于時(shí)間的伺服系統(tǒng)，它是最重要的一種同步技術(shù)。鎖相環(huán)路實(shí)現(xiàn)對(duì)周期信號(hào)的相位估計(jì)。鎖相環(huán)路（PLL）由乘法器（鑒相器）、回路濾波器和壓控振蕩器(VCO)組成。回路濾波器VCO輸出信號(hào)鎖相環(huán)路（PLL）的組成17鎖相環(huán)假設(shè)鎖相環(huán)輸入和VCO的輸出為兩信號(hào)乘積通過(guò)環(huán)路濾波，回路濾波器是一個(gè)低通濾波器，并當(dāng)相位誤差比較小時(shí)。18鎖相環(huán)回路濾波器取簡(jiǎn)單的比例積分濾波器，傳遞函數(shù)為其中設(shè)計(jì)參數(shù)，用來(lái)控制回路濾波器的帶寬?；芈窞V波器的輸出電壓控制VCO。VCO產(chǎn)生一個(gè)正弦信號(hào)，它的相位為VCO輸出相位估計(jì)與輸入電壓之間是積分關(guān)系

6、19鎖相環(huán)鎖相環(huán)的等效閉環(huán)系統(tǒng)鎖相環(huán)的等效閉環(huán)系統(tǒng)方框圖＋－20鎖相環(huán)鑒相特性為從鑒相特性可見，當(dāng)相位誤差時(shí)，產(chǎn)生正的誤差電壓去控制VCO，使增加，從而減小相位誤差。當(dāng)時(shí)，產(chǎn)生負(fù)的誤差電壓去控制VCO，使減小，從而使相位誤差向正的方向增大。平衡點(diǎn)是，這是一個(gè)穩(wěn)定的平衡點(diǎn)。21鎖相環(huán)當(dāng)環(huán)路工作在跟蹤模式時(shí)，這時(shí)相位誤差很小，可以近似為閉環(huán)方程和閉環(huán)傳遞函數(shù)為代入此例積分濾波器G(s)的表示式，得到閉環(huán)傳遞函數(shù)為22鎖相環(huán)通過(guò)一些運(yùn)算得到其中閉環(huán)傳遞函數(shù)的等效噪聲帶寬（單邊）23不同阻尼系數(shù)之下，二階環(huán)路的幅頻特性曲線鎖相環(huán)二階環(huán)路的幅頻特性曲線，阻尼系數(shù)為1導(dǎo)

7、致臨界阻尼環(huán)路響應(yīng)，阻尼系數(shù)小于1為欠阻尼響應(yīng)，阻尼系數(shù)大于1為過(guò)阻尼響應(yīng)。24加性噪聲對(duì)于鎖相環(huán)相位估計(jì)的影響考慮到加性噪聲，鎖相環(huán)的輸入為x(t)和y(t)是加性窄帶噪聲的同相分量和正交分量，它們是零均值獨(dú)立高斯過(guò)程，雙邊功率譜密度為N0/2（W/Hz），則和具有相同統(tǒng)計(jì)特性。25加性噪聲對(duì)于鎖相環(huán)相位估計(jì)的影響r(t)和VCO輸出相乘，經(jīng)過(guò)低通濾波，除去倍頻項(xiàng)，得到受到噪聲干擾的誤差信號(hào)含加性噪聲的PLL等效模型為VCO帶有加性噪聲干擾的鎖相環(huán)等效模型+-26加性噪聲對(duì)于鎖相環(huán)相位估計(jì)的影響引進(jìn)等效輸入相位噪聲，功率譜為輸出相位誤差的方差為：環(huán)路等效噪

8、聲帶寬（單邊）和環(huán)路信噪比AcG(s)跟蹤模式下的鎖